当前位置首页 > 办公文档 > 教学/培训
搜柄,搜必应! 快速导航 | 使用教程  [会员中心]

电子线路-非线性部分(第四版)谢嘉奎-第4章振幅调制-解调与混频电路ppt课件

文档格式:PPT| 153 页|大小 4.14MB|积分 20|2024-04-26 发布|文档ID:240633852
第1页
下载文档到电脑,查找使用更方便 还剩页未读,继续阅读>>
1 / 153
此文档下载收益归作者所有 下载文档
  • 版权提示
  • 文本预览
  • 常见问题
  • 第第 4 章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路概述概述4.1频频谱搬移电路的组成模型谱搬移电路的组成模型4.2相乘器电路相乘器电路4.3混频电路混频电路4.4振幅调制与解调电路振幅调制与解调电路4.5参量混频电路参量混频电路第第4章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路概述与混频电路概述4.1频谱搬频谱搬概述概述调幅与检波的概念调幅与检波的概念1地位地位通信系统的基本电路通信系统的基本电路2特点特点对电路中信号频谱进行的变换,电路有新频率成分产生对电路中信号频谱进行的变换,电路有新频率成分产生为此,需引用一些信号与频谱的概念为此,需引用一些信号与频谱的概念概述调幅与检波的概念概述调幅与检波的概念1地位地位2特点对电路中信号频谱进特点对电路中信号频谱进3信号与频谱信号与频谱信号的三种表示法:表达式、波形图、频谱图信号的三种表示法:表达式、波形图、频谱图载载 波波复音复音调制调制波波单音单音调制调制波波频频 谱谱波波 形形表达式表达式信号信号3信号与频谱信号的三种表示法:表达式、波形图、频谱图载信号与频谱信号的三种表示法:表达式、波形图、频谱图载4模拟相乘器模拟相乘器 作用:实现两信号的相乘,实作用:实现两信号的相乘,实现频谱变换。

    现频谱变换5两种类型的频谱变换电路两种类型的频谱变换电路 频谱搬移电路频谱搬移电路:将输入信号的频谱沿频率轴搬移将输入信号的频谱沿频率轴搬移例:振幅调制、解调、混频电路例:振幅调制、解调、混频电路(本章讨论本章讨论)特点:仅频谱搬移,不产生新的频谱分量特点:仅频谱搬移,不产生新的频谱分量频频谱谱非非线线性性变变换换电电路路:将将输输入入信信号号的的频频谱谱进进行行特特定定的非线性变换的非线性变换例:频率调制与解调电路例:频率调制与解调电路(第第 5 章章讨论讨论)特点:产生新的频谱分量特点:产生新的频谱分量4模拟相乘器模拟相乘器作用:实现两信号的相乘,实现频谱变换作用:实现两信号的相乘,实现频谱变换本章内容本章内容4.1频谱搬移电路的组成模型频谱搬移电路的组成模型(调制、解调、混频调制、解调、混频)(原理原理)4.2相相乘器电路乘器电路(电路实现电路实现)4.3混频电路混频电路4.4振幅调制与解调电路振幅调制与解调电路频谱搬移电路的重要应用频谱搬移电路的重要应用本章内容本章内容4.1频谱搬移电路的组成模型频谱搬移电路的组成模型(调制、解调、混频调制、解调、混频第第 4 章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路4.1频谱搬移电路的组成模型频谱搬移电路的组成模型4.1.1振幅调制电路的组成模型振幅调制电路的组成模型4.1.2振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调和混频电路的组成模型第第4章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路4.1频谱搬移电路的频谱搬移电路的4.1.1振幅调制电路的组成模型振幅调制电路的组成模型一、调幅波的数学表式一、调幅波的数学表式设:调制信号设:调制信号v(t)=V cos t(1)载波波信号信号vc(t)=Vcmcos ct(2)其中其中,c=2 fc c:载波角频率;:载波角频率;fc:载波频率,:载波频率,c 。

    若同时作用在一个非线性器件若同时作用在一个非线性器件 i=f(v)上,有上,有Vcmcos ct+V cos t(3)将非线性器件的输出电流用将非线性器件的输出电流用三角函数三角函数展开展开(4)将式将式(3)代入式代入式(4),取前三项,则,取前三项,则(5)将第三项展开,利用式将第三项展开,利用式 ,4.1.1振幅调制电路的组成模型一、调幅波的数学表式振幅调制电路的组成模型一、调幅波的数学表式设:设:故式故式(5)可写为可写为(6)若负载为若负载为 LC 调谐回路,调谐回路,2 2 ,2 2 c 均远离均远离 c,去,去掉它们及直流分量,则式掉它们及直流分量,则式(6)可写为可写为(7)故式故式(5)可写为可写为(6)若负载为若负载为LC调谐回路,调谐回路,(7)所以,输出调幅波电流的数学表达式为所以,输出调幅波电流的数学表达式为(8)式中式中:Im0=a1Vcm:调制前:调制前载波电流振幅载波电流振幅;Im0(1+Ma cos t):调幅波电流振幅调幅波电流振幅;Ma:调幅度9)若负载为若负载为 LC 调谐回路,谐振在调谐回路,谐振在 fc,谐振电阻,谐振电阻 RP,则回,则回路两端电压路两端电压 vO(t)=iRP=Vm0(1+Ma cos t)cos ct(4-1-1)式中,式中,Vm0=kVcm:输出输出载波电压振幅载波电压振幅将式将式(9)代入式代入式(4-1-1),得得vO(t)=Vm0+kav(t)cos ct(4-1-2)(7)所以,输出调幅波电流的数学表达式为所以,输出调幅波电流的数学表达式为(8)式中:式中:Im0二、普通调幅信号及其电路组成模型二、普通调幅信号及其电路组成模型1电路组成模型电路组成模型式中,式中,AM:相:相乘器乘积系数;乘器乘积系数;A:相加器的加权系数,且:相加器的加权系数,且 A=k,AM AVcm=ka。

    2单音调制单音调制(1)表达式表达式 vO(t)=Vm0(1+Ma cos t)cos ct(4-1-2)式式中中:Vm0(1+Ma cos t):vO(t)的的振振幅幅,反反映映调调制制信信号号的的变化,称为变化,称为调幅信号的包络调幅信号的包络调幅度调幅度,表征调幅信号的重要参数表征调幅信号的重要参数二、普通调幅信号及其电路组成模型二、普通调幅信号及其电路组成模型1电路组成模型式中电路组成模型式中图图 4-1-2调幅信号的波形调幅信号的波形(2)波形波形当当 Ma=0,未未调调制制;当当 Ma=1,最大不失真;最大不失真;若若 Ma 1,在在 t=附附近近,vO(t)变为负值,出现过调幅失真变为负值,出现过调幅失真a)(b)图图 4-1-3过调幅失真过调幅失真在实际调幅电路中,由于管子截止,在实际调幅电路中,由于管子截止,过调幅的波形变为图过调幅的波形变为图 4-1-3(b)图图4-1-2调幅信号的波形调幅信号的波形(2)波形波形当当Ma(3)频谱频谱将式将式(4-1-2)vO(t)=Vm0(1+Ma cos t)cos ct 用三角函数展开用三角函数展开单音调制时调幅信号的频谱单音调制时调幅信号的频谱:由三个分量组成:由三个分量组成:c 载波分量载波分量(c+)上边频分量上边频分量 (c )下边频分量下边频分量两边频为相乘器对两边频为相乘器对 v(t)和和 vc c(t)相乘的结果。

    相乘的结果3)频谱将式频谱将式(4-1-2)单音调制时调幅信号的单音调制时调幅信号的3复音调制复音调制(1)表达式表达式设设 v(t)为非余弦的周期信号,其傅里叶展开式为为非余弦的周期信号,其傅里叶展开式为 式式中中,nmax=max/=Fmax/F,max=2 Fmax 为为最最高高调调制角频率,其值小于制角频率,其值小于 c输出信号电压为输出信号电压为 3复音调制复音调制(1)表达式设表达式设v(t)为非余弦为非余弦(2)频谱频谱 可见,可见,vO(t)的频谱结构的频谱结构:c:载波分量载波分量;(c )、(c 2)、(c nmax):上上、下下边边频频分分量量,其其幅幅度度与与调调制制信信号号中中相相应应频频谱谱分分量量的的幅幅度度 V mn 成正比图图 4-1-5过调幅失真过调幅失真(a)调制信号调制信号(b)普通调幅信号普通调幅信号(2)频谱频谱可见,可见,vO(t)的频谱结构:的频谱结构:c:载波分量;:载波分量;(3)频谱宽度频谱宽度 调调幅幅信信号号的的频频谱谱宽宽度度为为调调制制信信号号频频谱谱宽宽度度的的两两倍倍,即即BWAM=2Fmax4结论结论 调调幅幅电电路路组组成成模模型型中中的的相相乘乘器器可可对对 v(t)和和 vc(t)实实现现相相乘运算,乘运算,其结果其结果:在波形上,将在波形上,将 v(t)不失真地转移到载波信号振幅上;不失真地转移到载波信号振幅上;在频谱上,将在频谱上,将 v(t)的频谱不失真地搬移到的的频谱不失真地搬移到的 c 两边。

    两边调幅波的数学表达式与频谱调幅波的数学表达式与频谱(3)频谱宽度频谱宽度调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的5 调幅波的功率调幅波的功率(设单位电阻、单音调制设单位电阻、单音调制)(1)调幅信号调幅信号在一个在一个载频周期载频周期内的平均功率内的平均功率式中,式中,:常数,:常数,载波分量产生的平均功率载波分量产生的平均功率P(t)为为 t 与与 Ma 的函数,的函数,当当 Ma=1 时,时,Pmax=4P0,Pmin=05调幅波的功率调幅波的功率(设单位电阻、单音调制设单位电阻、单音调制)(1)调幅信号在调幅信号在(2)P(t)在一个在一个调制波周期调制波周期内的平均功率内的平均功率:上、下:上、下边频分量的功率边频分量的功率,称为,称为边频功率边频功率3)讨论讨论Pav 为为各频谱分量产生的平均功率之和各频谱分量产生的平均功率之和当当 Pav 一一定定时时,P0,PSB,而而 P0 为为载载波波功功率率,PSB 携带信息携带信息2)P(t)在一个调制波周期内的平均功率:上、下边频分量在一个调制波周期内的平均功率:上、下边频分量例例:当:当 Ma=1 时,时,这这说说明明:当当 Ma=1 时时,P0 占占 Pav 的的 67%,PSB占占 Pav 的的 33%。

    Ma=0.3(一一般般电电台台发发射射信信号号)时时,P0=0.955 Pav,PSB=0.045 Pav结论结论:普通调幅波,发射效率极低普通调幅波,发射效率极低解决办法解决办法:抑制载波抑制载波例:当例:当Ma=1时,这说明:当时,这说明:当Ma=1时,时,三、双边带和单边带调制电路组成模型三、双边带和单边带调制电路组成模型1双边带双边带(DSB)调制调制:仅传输两个边频的调制方式仅传输两个边频的调制方式1)目的目的:节省发射机的发射功率节省发射机的发射功率调制信号的频谱结构包括调制信号的频谱结构包括:上、下边频分量:反映调制信号的频谱结构;上、下边频分量:反映调制信号的频谱结构;载载波波分分量量:通通过过相相乘乘器器将将调调制制信信号号频频谱谱搬搬移移到到 c 两两边,本身不反映调制信号的变化,故传输前可抵制掉边,本身不反映调制信号的变化,故传输前可抵制掉三、双边带和单边带调制电路组成模型三、双边带和单边带调制电路组成模型1双边带双边带(DSB)调制:调制:(2)表达式表达式 普通调幅:普通调幅:vO(t)=Vm0+kav(t)cos ct双边带调幅:双边带调幅:vO(t)=kav(t)cos ct特点:特点:普通调幅:调制波叠加在载波振幅普通调幅:调制波叠加在载波振幅 Vm0 上;上;双双边边带带调调幅幅:调调制制波波不不再再依依托托 Vm0。

    当当 v(t)进进入入负负半半周周时时,vO(t)也也变变为为负负值值,载载波波电电压压产产生生 180 相相移移调调制信号波形在过零处出现制信号波形在过零处出现 180 的相位突变的相位突变2)表达式表达式普通调幅:普通调幅:vO(t)(3)波形波形图图 4-1-6双边带调制信号双边带调制信号(a)波形波形(b)频谱频谱双边带调制双边带调制(3)波形图波形图4-1-6双边带调制信号双边带调制双边带调制信号双边带调制(4)组成模型组成模型图图 4-1-6双边带调制信号双边带调制信号(c)频谱频谱2单边带单边带(SSB)调制信号调制信号(1)定义定义仅传输一个边频的调制方式仅传输一个边频的调制方式原原理理:上上、下下边边带带均均反反映映了了调调制制波波的的频频谱谱结结构构(区区别别仅仅在在于于下下边边带带是是调调制制信信号号频频谱谱的的倒倒置置,对对传传输输信信息息无无关关紧紧要要)因此可将其中一个边带抑制掉而不影响传送信息因此可将其中一个边带抑制掉而不影响传送信息优优点点:节节省省发发射射功功率率;频频谱谱宽宽度度压压缩缩一一半半,BWSSB=Fmax4)组成模型图组成模型图4-1-6双边带调制信号双边带调制信号2单边单边(2)实现模型实现模型 (a)(b)图图 4-1-7采用滤波法的单边带调制电路组成模型采用滤波法的单边带调制电路组成模型(a)组成模型组成模型(b)v(t)频谱频谱 滤波法滤波法:相乘器:相乘器+带通滤波器。

    带通滤波器相相乘乘器器:产产生生双双边边带带调调制制信信号号;滤滤波波器器:取取出出单单边边带带信号2)实现模型实现模型(a)(b)(a)(b)图图 4-1-7采用滤波法的单边带调制电路组成模型采用滤波法的单边带调制电路组成模型(a)组成模型组成模型(b)v(t)频谱频谱 相移法相移法:相乘器、:相乘器、90 相移器、相加器组成相移器、相加器组成相乘器相乘器:(a)(b)相移相移相乘器相乘器:两式相减或相加两式相减或相加上边带抵消上边带抵消下边带抵消下边带抵消输出仅为单边带调制信号输出仅为单边带调制信号 对复杂信号,对复杂信号,相移法的组成模型相移法的组成模型也成立相乘器相乘器:两式相减或相加上边带抵消下边带抵消输出仅为:两式相减或相加上边带抵消下边带抵消输出仅为4.1.2振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调和混频电路的组成模型特点:均实现频谱不失真地搬移,两类组成模型类似特点:均实现频谱不失真地搬移,两类组成模型类似一、振幅解调电路一、振幅解调电路1定义定义解调解调(Demodulation):调制的逆过程调制的逆过程振振幅幅检检波波(简简称称检检波波 Detector):振振幅幅调调制制信信号号的的解解调调电路,从调幅信号中不失真地检出调制信号的过程。

    电路,从调幅信号中不失真地检出调制信号的过程2组成模型组成模型图图 4-1-11(a)调幅解调电路的调幅解调电路的组成模型组成模型相乘器相乘器 +低通低通滤波器滤波器vS(t):调制信号调制信号vr(t):同步信号同步信号,特点,特点与原载波信号同频同相位与原载波信号同频同相位4.1.2振幅解调和混频电路的组成模型特点:均实现频谱振幅解调和混频电路的组成模型特点:均实现频谱3原理原理 频谱搬移频谱搬移:将调制信号频谱不失真地搬回零频附近将调制信号频谱不失真地搬回零频附近图图 4-1-11调幅解调电路电路的组成模型和相应的频谱搬移调幅解调电路电路的组成模型和相应的频谱搬移(b)调幅解调电路的调幅解调电路的组成模型组成模型频频谱谱的的搬搬移移过过程程(假假设设为为双双边边带带):调调幅幅信信号号 vS(t)与与同同步信号步信号 vr(t)相乘,结果相乘,结果 vS(t)的频谱被搬到:的频谱被搬到:3原理原理频谱搬移:将调制信号频谱不失真地搬回零频附近频谱搬移:将调制信号频谱不失真地搬回零频附近频频谱谱的的搬搬移移过过程程(假假设设为为双双边边带带):调调幅幅信信号号 vS(t)与与同同步信号步信号 vr(t)相乘,结果相乘,结果 vS(t)的频谱被搬到:的频谱被搬到:2 c c 的的两两侧侧,构构成成载载波波角角频频率率为为 2 c c 的的双双边边带带调调制制信信号,它是无用的寄生分量;号,它是无用的寄生分量;搬搬到到零零频频率率两两侧侧。

    其其中中,vS(t)的的一一个个边边带带被被搬搬到到负负频频率轴上率轴上(不存在不存在),叠加在正频率分量上,数值上加倍叠加在正频率分量上,数值上加倍4讨论讨论 vr(t)必必须须与与原原载载波波信信号号严严格格同同步步(同同频频、同同相相),故故称为称为同步检波电路同步检波电路否则检波性能下降否则检波性能下降另另一一种种检检波波电电路路 不不需需要要vr(t),称称为为包包络络检检波波电电路路,以后讨论以后讨论频谱的搬移过程频谱的搬移过程(假设为双边带假设为双边带):调幅信号:调幅信号vS(t)与与二、混频二、混频(Mixer)电路电路又称变频又称变频(Convertor)电路,超外差接收机的重要组成电路,超外差接收机的重要组成1作用作用图图 4-1-12混频电路的作用混频电路的作用频频谱谱搬搬移移:将将载载频频为为 fc 的的已已调调信信号号 vS(t)不不失失真真地地变变换换为为载频为载频为 fI 的已调信号的已调信号 vI(t)vL(t):由由本本机机振振荡荡器器产产生生的本振电压的本振电压,fL:本振频率本振频率fL、fI、fc 之间的关系为之间的关系为二、混频二、混频(Mixer)电路又称变频电路又称变频(Converto2组成模型组成模型图图 4-1-13混频电路的实现模型混频电路的实现模型(a)混频电路的混频电路的组成模型组成模型图图 4-1-13(a)为为典典型型的的频频谱谱搬搬移移电电路路,可可用用相相乘乘器器和和滤波器实现。

    滤波器实现3原理原理(1)混频混频设设 vS(t)=Vsm0+ka v (t)cos ct vL(t)=VLm cos Lt2组成模型图组成模型图4-1-13混频电路的实现模型图混频电路的实现模型图4-图图 4-1-13混频电路的实现模型混频电路的实现模型(b)输入信号频谱输入信号频谱(c)相乘器输出电压频谱相乘器输出电压频谱 若若 fL fc 时时,经经相相乘乘器器,将将 vS(t)的的频频谱谱不不失失真地搬移到真地搬移到 L 的两边:的两边:一一边边搬搬到到 L+c 上上,构构成成载载波波角角频频率率为为 L+c 的调幅信号;的调幅信号;另另一一边边搬搬到到 L c 上上,载载波波角角频频率率为为 L c若令若令 I=L c,则则前者前者为为无用的寄生分量无用的寄生分量,而,而后者后者为为有用中频分量有用中频分量2)滤波滤波 用调谐在用调谐在 I=L c 上的带通滤波器取出有用的分量上的带通滤波器取出有用的分量图图4-1-13混频电路的实现模型混频电路的实现模型若若fLf第第 4 章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路4.2相乘相乘器电路器电路4.2.1非线性器件的相乘作用及其特性非线性器件的相乘作用及其特性4.2.2双差分对平衡调制器和模拟相乘器双差分对平衡调制器和模拟相乘器4.2.3大动态范围平衡调制器大动态范围平衡调制器 AD6304.2.4 二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器 第第4章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路4.2相乘器电路相乘器电路4.功能:实现功能:实现频谱搬移频谱搬移。

    实现:利用实现:利用非线性器件非线性器件本节内容:本节内容:1非线性器件的非线性器件的相乘相乘作用及其特性作用及其特性(时变参量分析法时变参量分析法);2双差分对平衡调制器和模拟相乘器;双差分对平衡调制器和模拟相乘器;3大动态范围平衡调制器大动态范围平衡调制器 AD630;4二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器4.2.1非线性器件的相乘作用及其特性非线性器件的相乘作用及其特性一、一般分析一、一般分析例如二极管、晶体管,其伏安特性为例如二极管、晶体管,其伏安特性为i=f(v)(4-2-1)式中,式中,v=VQ+v1+v2VQ:静态工作点电压静态工作点电压,v1、v2:输入电压输入电压功能:实现频谱搬移功能:实现频谱搬移实现:利用非线性器件实现:利用非线性器件本本由由泰勒级数泰勒级数令令 x=VQ+v1+v2,i=f(v)在在 Q 点的展开式为点的展开式为式中,式中,a0,a1,an 由下列通式表示由下列通式表示(4-2-2)(4-2-3)由泰勒级数令由泰勒级数令x=VQ+v1+v2,i由二项式定理,所以由二项式定理,所以(4-2-4)可见,在两个电压同时作用下,响应电流中:可见,在两个电压同时作用下,响应电流中:出现了两个电压的出现了两个电压的相乘相乘 2a2v1v2,(m=1,n=2)出现了无用出现了无用高阶相乘项高阶相乘项,(m 1,n 2)。

    由二项式定理,所以由二项式定理,所以(4-2设设 v1=V1mcos 1t,v2=V2mcos 2t,代代入入(4-2-4)式式,由由三三角角变变换换,可可知知该该非非线线性性器器件件的的输输出出电电流流中中包包含含众众多多组组合合频率电流分量,用通式表示频率电流分量,用通式表示 p,q=|p 1 q 2|,(p,q=0,1,2,)(4-2-5)其其中中,只只有有 p=1,q=1 的的和和频频或或差差频频(1,1=|1 2|)是是有用的,而其他组合频率分量都是无用的有用的,而其他组合频率分量都是无用的消除无用组合频率分量的措施:消除无用组合频率分量的措施:器件特性器件特性:选有平方律特性的器件:选有平方律特性的器件(如场效晶体管如场效晶体管);电路电路:组成对称平衡电路,抵消部分组合分量;:组成对称平衡电路,抵消部分组合分量;输输入入电电压压上上:限限制制输输入入信信号号 v2 大大小小,使使非非线线性性器器件件处于处于线性时变线性时变状态,组合分量最小状态,组合分量最小设设v1=V1mcos 1t,v2=V2mcos二、线性时变状态二、线性时变状态1线性时变表达式线性时变表达式将将式式(4-2-4)改写为改写为 v2 的幂级数的幂级数二、线性时变状态二、线性时变状态1线性时变表达式将式线性时变表达式将式(4-2-4)改写为改写为故故上上式式可可看看成成 i=f(VQ+v1+v2)在在 (VQ+v1)点点上上对对 v2 的的泰泰勒勒级数展开式,即级数展开式,即 式中,式中,故上式可看成故上式可看成i=f(VQ+v1+v2)在在若若 v2 很小,可以忽略很小,可以忽略 v2 二次方及以上各项,上式简化为二次方及以上各项,上式简化为 f(VQ+v1)和和 f (VQ+v1)均均是是与与 v2 无无关关的的系系数数,但但它它们们都都是是 v1 的的非非线线性性函函数数,且且随随时时间间而而变变化化,故故称称为为时时变变系系数数或或时时变变参量参量。

    其其中中,f (VQ+v1)是是 v2=0 时时的的电电流流,称称时时变变静静态态电电流流,用用 I0(v1)或或 I0(t)表示;表示;f (VQ+v1)是是增增量量电电导导在在 v2=0 时时的的数数值值,称称时时变变增增量量电导电导,用,用 g(v1)或或 g(t)表示,则上式可表示为表示,则上式可表示为i=I0(v1)+g(v1)v2(4-2-9)I0(v1)、g(v1)与与 v2 无无关关,故故 i 与与 v2 的的关关系系是是线线性性的的,但但它它们们的系数是时变的,故称的系数是时变的,故称线性时变线性时变适宜频谱搬移电路适宜频谱搬移电路若若v2很小,可以忽略很小,可以忽略v2二次方及以上各项,上式二次方及以上各项,上式2频率成分频率成分当当 v1=V1mcos 1t 时时,g(v1)将将是是角角频频率率为为 1 的的周周期期性性函数,它的函数,它的傅里叶展开式傅里叶展开式由由平均分量平均分量、1 及及各次谐波各次谐波组成组成式中,式中,(n 1)可可见见,在在线线性性时时变变工工作作状状态态下下,非非线线性性器器件件的的作作用用是是由由 v1 控制的特定周期函数控制的特定周期函数 f(VQ+v1)与与 v2 相乘。

    相乘设设 v2=V2mcos 2t,则则产产生生的的组组合合频频率率分分量量的的频频率率通通式式为为|p 1 2|,与与式式(4-2-5)p,q=|p 1 q 2|比比较较,消消除了除了 q 1 的众多分量,容易滤波的众多分量,容易滤波2频率成分当频率成分当v1=V1mcos 1t时,时,g如如构成调幅电路构成调幅电路v1=vc(t)=Vcmcos ct,v2=v (t)=V mcos t 且且 c 其其中中,有有用用分分量量为为(c )的的上上、下下边边频频分分量量,而而其其他他无无用用分分量量的的频频率率(2 c ,3 c ,)均均远远离离上上、下下边边频频分分量量不不存存在在 2 c ,3 c 等等靠靠近近上上、下下边边频频的失真边带分量的失真边带分量例如构成混频器例如构成混频器v1=vL(t)=VLmcos Lt且且v2=vS(t)=Vsmcos ct ,L c=I 其其中中,除除有有用用中中频频 I 分分量量外外,其其他他都都是是远远离离 I 的的无无用用分分量,不存在角频率接近量,不存在角频率接近 I 的组合频率分量的组合频率分量如构成调幅电路其中,有用分量为如构成调幅电路其中,有用分量为(c)的上的上三、半导体器件的线性时变模型三、半导体器件的线性时变模型1二极管二极管 图图 4-2-1v1(t)作用下作用下 I0(t)和和g(t)的波形的波形当当 v1=V1mcos 1t 足足够够大大时时,二二极极管管轮轮流流工工作作在在管管子子的的导导通通区区和和截截止止区区。

    这这时时管管子子导导通通后后特特性性的的非非线线性性相相对对单单向向导导电电性性来来说说是是次次要要的的,其其伏伏安安特特性性可可用用自自原原点点转转折折的的两两段段折折线线逼逼近近,导导通通区区折折线线的的斜斜率率 g0=(1/RD),相相应应的的增增量量电电导导特特性性在在 v 0 区区域域内为一水平线内为一水平线三、半导体器件的线性时变模型三、半导体器件的线性时变模型1二极管二极管图图4-2-设设 VQ=0,则则在在 v1 作作用用下下,I0(v1)=I0(t)为为半半周周余余弦弦脉脉冲冲序序列列,g(v1)=g(t)为为矩矩形脉冲序列形脉冲序列现现引引入入 K1(1t)代代表表高高度度为为 1 的的单单向向周周期期性性方方波波,称称为为单单向向开开关关函函数数,它它的的傅傅里里叶叶级级数数展展开开式式仅仅含含奇奇数数项项,无偶数项,无偶数项,为为图图 4-2-1v1(t)作用下作用下 I0(t)和和g(t)的波形的波形设设VQ=0,则在,则在v1作用下,作用下,I0(v1)=图图 4-2-2单向开关函数单向开关函数则则 g(t)和和 I0(t)可分别表示为可分别表示为因因此此,当当 v1 足足够够大大,v2 足足够够小小时,通过二极管电流时,通过二极管电流图图4-2-2单向开关函数则单向开关函数则g(t)和和I0(t)可可由此由此,可画,可画出二极管的等效电路,出二极管的等效电路,如图如图 4-2-3 所示所示。

    图图 4-2-3二极管开关等效电路二极管开关等效电路图图 4-2-3 中中,二二极极管管用用开开关关等等效效,开开关关受受 v1(t)控控制制,按按角频率角频率 1 周期性地启闭,闭合时的导通电阻为周期性地启闭,闭合时的导通电阻为 RD这这时时管管子子的的导导通通与与截截止止仅仅由由 v1 控控制制而而不不受受 v2 影影响响时时,线线性性时时变变工工作状态便转换为作状态便转换为开关状态开关状态在在这这种种工工作作状状态态下下,可可进进一一步步减减少少 p,q=|p 1 2|中中 p 为为偶偶数数的的众众多多组组合合频频率率分分量量,无无用用分分量量大大大减少,滤波更易大减少,滤波更易可见,可见,二极管用受二极管用受 v1(t)控制的控制的开关等效开关等效是线性时变工作状态的是线性时变工作状态的一一个特例个特例,它可进一步减少组合频率分量它可进一步减少组合频率分量由此,可画出二极管的等效电路,如图由此,可画出二极管的等效电路,如图4-2-3所示图2差分对管差分对管图图 4-2-4I0 受受 v2 控制的差分对管控制的差分对管特特点点:由由多多个个非非线线性性器器件件组组成成的的平平衡衡式式电电路路,v1 和和 v2 分别加在不同的输入端,实现分别加在不同的输入端,实现 f(v1)和和 f(v2)相乘的特性。

    相乘的特性分析分析:已知差分对管差模特性:已知差分对管差模特性差差模模输输入入 v1=V1mcos 1t,若若使使偏偏置置电电流流源源 I0 受受有有用用信信号号 v2 控控制制,且且有有 I0=A+Bv2,A 和和 B 为为常常数数,则则差差分对管就能工作在线性时变状态分对管就能工作在线性时变状态将将 I0=A+Bv2 代代入入差差模模特特性性,差分对管输出差值电流为差分对管输出差值电流为 2差分对管图差分对管图4-2-4I0受受v2控制的差分对管控制的差分对管与与二二极极管管电电路路比比较较,利利用用两两管管的的平平衡衡抵抵消消原原理理,差差分分对对管管的的输输出出电电流流中中减减少少了了直直流流分分量量与与 p 为为偶偶数数的的众众多多组组合合分量当当 x1 很大很大(x1 10,即即 V1m 260 mV)时,时,趋趋于于周周期期性性方方波波,如如图图 4-2-5(a),可可近近似似用用图图 4-2-5(b)双双向向开关函数开关函数 K2(1t)表示,即表示,即与二极管电路比较,利用两管的平衡抵消原理,差分对管的输出与二极管电路比较,利用两管的平衡抵消原理,差分对管的输出图图 4-2-2单向开关函数单向开关函数图图 4-2-5(a)x 10 时双曲正切函数的波形时双曲正切函数的波形(b)双向开关函数双向开关函数令令 x1 =V1m/VT ,有,有图图4-2-2单向开关函数图单向开关函数图4-2-5(a)x式中,式中,是是(2n-1)次次谐谐波波分分量量的的分分解解系系数数。

    不不同同 x1 值值时时,1(x1)、3(x1)、5(x1)的值列于教科书的的值列于教科书的表表 4-2-1 中所以,所以,相应的相应的傅里叶级数傅里叶级数为为比较二极管电路比较二极管电路优点:双差分对电路无直流分量,幅度加倍优点:双差分对电路无直流分量,幅度加倍式中,是所以,式中,是所以,表表 4-2-1x10.00.51.01.52.02.53.04.05.07.010.0 1(x1)0.00000.12310.23560.33050.45080.46310.50540.55860.58770.61120.62570.6366 3(x1)0.0000 0.0046 0.0136 0.0271 0.0435 0.0611 0.1214 0.1571 0.1827 0.2122 5(x1)0.00000.002260.00970.03550.05750.08310.1273表表4-2-1x11(x1)3(x1)5(x1)小结小结:非线性器件构成相乘器电路的两种模式:非线性器件构成相乘器电路的两种模式:v1 和和 v2 直直接接相相乘乘必必须须采采取取平平衡衡、反反馈馈等等措措施施消消除除无用的高阶相乘项,并扩展两输入信号电压的动态范围。

    无用的高阶相乘项,并扩展两输入信号电压的动态范围应应用用于于频频谱谱搬搬移移电电路路,信信号号处处理理电电路路例例:对对数数-反反对对数相乘器、双差分对模拟相乘器数相乘器、双差分对模拟相乘器将将 v2 与与经经非非线线性性变变换换的的 v1 相相乘乘用用于于频频谱谱搬搬移移电电路路,例例:双双差差分分对对平平衡衡调调制制器器,大大动动态态范范围围平平衡衡调调制制器器,二二极极管环形混频器管环形混频器小结:非线性器件构成相乘器电路的两种模式:小结:非线性器件构成相乘器电路的两种模式:v14.2.2双差分对平衡调制器和模拟相乘器双差分对平衡调制器和模拟相乘器一、双差分对平衡调制器一、双差分对平衡调制器(1)线性时变器件适宜构成频谱搬移电路的原因线性时变器件适宜构成频谱搬移电路的原因线线性性时时变变器器件件输输出出电电流流中中存存在在众众多多组组合合频频率率分分量量,但但无用无用分量均远离有用分量,易于滤波分量均远离有用分量,易于滤波2)两种非线器件实现线性时变工作比较两种非线器件实现线性时变工作比较 4.2.2双差分对平衡调制器和模拟相乘器一、双差分对平双差分对平衡调制器和模拟相乘器一、双差分对平二极管二极管差分对管差分对管 组组 成成单个非线性器件单个非线性器件多多个个非非线线性性器器件件(差差分分对对管管)组成平衡式电路组成平衡式电路 特特 点点信信号号加加在在同同一一器器件输入端件输入端 信号加在不同器件输入端信号加在不同器件输入端 v2 幅度受限幅度受限v2 幅度不受限,幅度不受限,(线性线性)输出电流输出电流无无 q=1,p 为为偶偶数组合频率分量数组合频率分量同左,且无平均分量同左,且无平均分量1.电路的组成电路的组成二极管差分对管二极管差分对管组组成单个非线性器件多个非线性器件成单个非线性器件多个非线性器件(差差图图 4-2-6三三个个差差分分对对管管:T1、T2 和和 T3、T4 分分别别由由 T5、T6 提提供供偏偏置置电电流流,组组成的差分对管由电流成的差分对管由电流 I0 提供偏置。

    提供偏置v1 交交叉叉地地加加在在 T1、T2 和和 T3、T4 的输入端,的输入端,v2 加在加在 T5、T6 的输入端的输入端平平衡衡调调制制器器的的输输出出电电流流 i 和和 i 由由上上面面两两差差分分对对输输出出电电流流合合成成双双端输出时,其值为端输出时,其值为i=i i其中,其中,(i1 i2)为为 T1、T2 差分对的输出差值电流,差分对的输出差值电流,(i4 i3)是是 T3、T4 差分对的输出差值电流,它们分别为差分对的输出差值电流,它们分别为图图4-2-6三个差分对管:三个差分对管:T1、T2和和T3、T4故故其中,其中,i5 i6 是是 T5、T6 对管的输出差对管的输出差值电流,其值为值电流,其值为所以所以(4-2-23)此式表明此式表明,双差分对平衡调制器,双差分对平衡调制器仅仅提提供供了了两两个个非非线线性性函函数数(双双曲曲正正切切)相相乘乘的的特特性性,不不能能实实现现 v1 和和 v2的相乘运算的相乘运算故其中,故其中,i5-i6是是T5、T6对管的输出差值电流,对管的输出差值电流,2 工作特性工作特性(1)若若|v1|26 mV,|v2|26 mV。

    当当 v 26 mV 时时,0.5实现了实现了 v1 和和 v2 的相乘运算的相乘运算2)v1 为任意值,为任意值,|v2|26 mV此时,此时,实现线性时变工作状态实现线性时变工作状态设设 v1=V1mcos It,将展开,将展开,利用利用(4-2-15)式式,可可见见,线线性性时时变变工工作作时时,利利用用差差分分对对管管平平衡衡抵抵消消原原理理,进一步抵消了进一步抵消了q 1,p 为偶数的众多组合频率分量为偶数的众多组合频率分量2工作特性工作特性(1)若若|v1|26mV,|v2|(3)|)|v1|260 mV,|v2|26 mV 当当 v1=V1mcos It,V1m 260 mV,即,即 x1 10 时,时,实现开关工作实现开关工作3 扩展扩展 v2 的动态范围的动态范围上上述述三三种种工工作作特特性性,均均要要求求 v2 为为小小值值,使使其其应应用用范范围围受限实际电路常采用负反馈技术以扩展受限实际电路常采用负反馈技术以扩展 v2的的动态范围动态范围1)电路电路T5、T6管管发发射射极极之之间间接接入入负反馈电阻负反馈电阻 RE为为了了便便于于集集成成化化,将将电电流流源源 I0 分割成分割成两个两个 I0/2 的电流源。

    的电流源3)|v1|260mV,|v2|26mV图图 4-2-7(2)原理原理根据根据限制限制 x 值,满足值,满足|x|=|2ie/I0|0.5(1 2re,则则(4-2-31)故,由式故,由式(4-2-21),平衡调制器平衡调制器的输出差值电流为的输出差值电流为 根据式根据式(4-2-30)|2ie/I0|0.5 和式和式(4-2-31),v2 允许的允许的最大动态范围最大动态范围 0.5 为为T5、T6管的发射极结电阻,通常足管的发射极结电阻,通常足R二、双差分对模拟相乘器二、双差分对模拟相乘器1 电路组成原理电路组成原理图图 4-2-10模拟相乘器原理电路模拟相乘器原理电路(1)组成组成T1 T6:可可扩扩展展 v2动动态态范范围围的的双双差差分分对对平平衡衡调制器T7 T10:补补偿偿电电路路,可扩展可扩展 v1的动态范围的动态范围2)原理原理T7、T8 是是将将基基极极-集集电电极极短短接接的的差差分分对对管管,它它的的输输出出差差值电流值电流为为二、双差分对模拟相乘器二、双差分对模拟相乘器1电路组成原理图电路组成原理图4-2-10模模同时,同时,vAB=vBE7+vBE2=vBE8+vBE1所以所以 vBE7 vBE8=vBE1 vBE2vAC=vBE7+vBE3=vBE8+vBE4所以所以 vBE7 vBE8=vBE4 vBE3=vBE1 vBE2因而,因而,T1、T2和和 T3、T4两差分对管的输出两差分对管的输出差值电流差值电流分别为分别为ABC因而双差分对管的双端因而双差分对管的双端输出输出差值电流差值电流i=i i=(i1+i3)(i2+i4)=(i1 i2)(i4 i3)=同时,同时,vAB=vBE7+vBE2=vBE8+v可可见见,T7、T8 和和 T1 T4共共同同构构成成两两个个差差值值电电流流 (i5 i6)和和 (i7 i8)相乘电路,现设法转为两电压相乘。

    相乘电路,现设法转为两电压相乘T5、T6、RE2(T9、T10、RE1):电压电压-电流线性变换电路电流线性变换电路作用:作用:将输入电压将输入电压v2(v1)线性地变换为输出差值电流线性地变换为输出差值电流由由(4-(4-2-31)式式限定条件:限定条件:可见,可见,T7、T8和和T1T4共同构成两个差值电共同构成两个差值电忽略忽略 T1 T4的基极电流,则的基极电流,则 i9 i10 i7 i8当当相相乘乘器器两两输输出出端端接接直直流流负负载载电电阻阻 RC 时时,输输出差值电压出差值电压 vO=(i i)RC=iRC式式中中,AM 为为相相乘乘器器的的增益增益忽略忽略T1T4的基极电流,则的基极电流,则i9-i102集成模拟相乘器集成模拟相乘器 BG314图图 4-2-12(a)集成模拟相乘器的内部电路集成模拟相乘器的内部电路双差分对模双差分对模拟相乘器,拟相乘器,实现电流相实现电流相乘乘外接阻扩外接阻扩展展 v2 动围动围恒流源,恒流源,提供偏置提供偏置V-I 线性线性变换器变换器外接阻扩外接阻扩展展 v1 动围动围2集成模拟相乘器集成模拟相乘器BG314图图4-2-12(a)集集4.2.3大动态范围平衡调制器大动态范围平衡调制器 AD630图图 4-2-13AD630 组成方框组成方框AD630:用用两两只只增增益益相相同同的的同同相相和和反反相相放放大大器器交交替替工工作而构成的作而构成的平衡调制器平衡调制器。

    优点:可扩展优点:可扩展 v2 的动态范围的动态范围(高达高达 100 dB)一、组成原理一、组成原理v2 接法:接法:S 接接 1,A1 和和 A3 级级联联,为为反反相相放放大大器器,增增益益;Avf1=Rf/R1;S 接接 2,A2 和和 A3 级级联联,为为同同相相放大器,增益放大器,增益 Avf2=1+Rf/R2令令增增益益相相等等,1+Rf/R2=Rf/R1 R1=Rf/R2 4.2.3大动态范围平衡调制器大动态范围平衡调制器AD630图图4-2-13图图 4-2-13AD630 组成方框组成方框开开关关 S 受受比比较较器器 C 的的控控制制,而而比比较较器器的的输输出出电平则由输入电压电平则由输入电压 v1 控制设设 v1=Vlmcos 1t,正,正半周时半周时 S 接接 2 端;负半周端;负半周接接 1 端,因而合成的输出端,因而合成的输出电压电压 vO 可表示为可表示为构成工作在开关状态的构成工作在开关状态的平衡调制器平衡调制器图图4-2-13AD630组成方框开关组成方框开关S受比较器受比较器4.2.4二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器二二极极管管双双平平衡衡混混频频器器是是另另一一类类工工作作在在开开关关状状态态的的相相乘乘组件,可构成性能优良的组件,可构成性能优良的混频器混频器。

    一、电路组成一、电路组成图图 4-2-15(a)二极管平衡混频器组成电路二极管平衡混频器组成电路三端口:三端口:R输入口输入口,vS=Vsmcos ct;L本振口本振口,vL=VLmcos Lt;I输出口输出口,RL 为为负载电阻负载电阻,取出中频信号取出中频信号Tr1、Tr2:宽宽频频带带变变压压器器,中中心心抽抽头头,一一次次、二二次次绕绕组匝数比为组匝数比为 1:1D1 D4 四四只只二二极极管管若若 VLm Vsm,则则各各二二极极管管均均工工作作在在受受 vL 控控制制的的开关状态开关状态4.2.4二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器是另一类二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器是另一类图图 4-2-15(a)二极管平衡混频器组成电路二极管平衡混频器组成电路二、工作原理二、工作原理 vL 正半周,正半周,D2、D3 导通,导通,D1、D4 截止由等效电路由等效电路,上、下两回路的,上、下两回路的方程方程为:为:(1)(2)式式(1)式式(2),消去,消去 vL 图图4-2-15(a)二极管平衡混频器组成电路二、工作原理二极管平衡混频器组成电路二、工作原理 vL 负半周,负半周,D2、D3 截止,截止,D1、D4 导通。

    导通同理同理可求可求 vL 负半周时负半周时的情况的情况 开关函数开关函数为为 K1(Lt )K1(Lt-)所以,通过所以,通过 RL 的总电流为的总电流为K1(Lt )-K1(Lt)K2(Lt)(正负半周电流方向不同,所以有负号正负半周电流方向不同,所以有负号)vL负半周,负半周,D2、D3截止,截止,D1、D4导通所所以以,双双平平衡衡混混频频器器输输出出电电流流中中仅仅包包含含(p L c)的的组组合合频频率率分分量量(p 为为奇奇数数),抵抵消消了了 L、c 和和 p 为为偶偶数数,q 1 的众多频率组合若令的众多频率组合若令 I=L-c 则通过的中频电流为则通过的中频电流为iI=cos(L-c)t三、混频损耗三、混频损耗定定义义:在在最最大大功功率率传传输输条条件件下下,输输入入信信号号功功率率 PS 对对输输出出中中频频功功率率 PI 的的比比值值,其其单单位位用用分分贝贝表表示示分分贝贝数数越越大大,混频损耗越大输出中频信号的能力越差混频损耗越大输出中频信号的能力越差所以,双平衡混频器输出电流中仅包含所以,双平衡混频器输出电流中仅包含(p L c)考考虑虑变变压压器器和和二二极极管管损损耗耗,Lc 约约为为 6 8 dB;工工作作频频率率增增高高时时,结结电电容容和和变变压压器器分分布布参参数数的的影影响响,Lc 将将相相应应增大。

    增大工工作作条条件件:本本振振口口功功率率足足够够大大(二二极极管管开开关关工工作作),而输入口功率必须远小于本振功率否则而输入口功率必须远小于本振功率否则 Lc 均将增大均将增大若若用用作作双双边边带带调调制制电电路路,由由于于变变压压器器的的低低频频响响应应差差,则:则:I 端端:调制信号调制信号 v R 端端:载波信号:载波信号 vcL 端端:双边带信号输出双边带信号输出考虑变压器和二极管损耗,考虑变压器和二极管损耗,Lc约为约为68dB第第 4 章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路4.3混频电路混频电路4.3.1通信接收机中的混频电路通信接收机中的混频电路4.3.2三极管混频电路三极管混频电路4.3.3混频失真混频失真第第4章振幅调制、解调章振幅调制、解调与混频电路与混频电路4.3混频电路混频电路4.34.3混频电路混频电路混混 频频地位:地位:超外差接收机的重要组成部分超外差接收机的重要组成部分作作用用:将将天天线线上上感感生生的的输输入入高高频频信信号号变变换换为为固固定定的的中中频频信号重要性:重要性:靠近天线,直接影响接收音机的性能靠近天线,直接影响接收音机的性能。

    种类:种类:一般接收机中:三极管混频器一般接收机中:三极管混频器高高质质量量通通信信接接收收机机:二二极极管管环环形形混混频频器器、双双差差分分对对平衡调制器混频器平衡调制器混频器4.3混频电路混混频电路混频地位:超外差接收机的重要组成部分频地位:超外差接收机的重要组成部分4.3.1通信接收机中的混频电路通信接收机中的混频电路一、主要性能指标一、主要性能指标1混频增益混频增益 定定义义:混混频频器器的的输输出出中中频频信信号号电电压压 Vi(或或功功率率PI)对对输输入入信信号号电电压压 Vs(或或功功率率 PS)的的比比值值,用用分分贝贝表表示示(与与混混频频损损耗耗 Lc 类似类似)或或2噪声系数噪声系数定定义义:输输入入信信号号噪噪声声功功率率比比 (PS/Pn)i 对对输输出出中中频频信信号号噪声功率比噪声功率比 (PI/Pn)o 的比值,即的比值,即 4.3.1通信接收机中的混频电路一、主要性能指标通信接收机中的混频电路一、主要性能指标1混频增混频增接接收收机机的的噪噪声声系系数数主主要要取取决决于于它它的的前前端端电电路路,若若无无高高频频放大器,主要由混频电路决定放大器,主要由混频电路决定。

    31 dB 压缩电平压缩电平(PI1dB)图图 4-3-11 dB 压缩电平压缩电平 当当 PS 较小时,较小时,PI 随随 PS 线性增大,混频增益为线性增大,混频增益为定值定值;当当 PS 较大时,较大时,PI 随随 PS 增大趋于缓慢增大趋于缓慢定定义义:比比线线性性增增长长低低 1 dB 时时所所对对应应的的输输出出中中频频功功率率电电平平,称称 1dB 压缩电平压缩电平,用,用 PI1dB 表示意意义义:PI1dB所所对对应应的的 PS是是混频器动态范围的上限电平混频器动态范围的上限电平接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路,若无高频放大器,接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路,若无高频放大器,4混频失真混频失真来源:来源:接收机输入端存在的干扰信号;接收机输入端存在的干扰信号;混混频频器器件件非非线线性性,使使输输出出电电流流包包含含众众多多无无用用组组合合频频率率分分量量,若若某某些些靠靠近近中中频频,则则中中频频滤滤波波器器无无法法将将它它们们滤滤除除,叠加在有用中频信号上,引起的失真称为叠加在有用中频信号上,引起的失真称为混频失真混频失真5隔离度隔离度混混频频器器各各端端口口之之间间在在理理论论上上应应相相互互隔隔离离,确确保保任任一一端端口上的功率不会窜到其他端口上。

    口上的功率不会窜到其他端口上实际上,总有极少量功率在各端口之间窜通实际上,总有极少量功率在各端口之间窜通4混频失真来源:混频失真来源:接收机输入端存在的干扰信号;接收机输入端存在的干扰信号;定定义义:本本端端口口功功率率与与其其窜窜通通到到另另一一端端口口的的功功率率之之比比(用用分贝表示分贝表示)意义:意义:用来评价窜通大小的性能指标用来评价窜通大小的性能指标危危害害:在在接接收收机机中中,本本振振端端口口功功率率向向输输入入端端口口的的窜窜通通危危害害最最大大为为保保证证混混频频性性能能,加加在在本本振振端端口口的的本本振振功功率率都都比比较较大大,当当它它窜窜通通到到输输入入信信号号端端口口时时,就就会会通通过过输输入入信信号号回回路路回回到到天天线线上上,产产生生本本振振功功率率的的反反向向辐辐射射,严严重重干干扰扰邻邻近接收机近接收机定义:本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比定义:本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比(用分贝表示用分贝表示二、二极管环形混频器和双差分对混频器二、二极管环形混频器和双差分对混频器高性能接收机高性能接收机混频器种类混频器种类1二极管环形混频器二极管环形混频器已已有有系系列列产产品品,以以二二极极管管开开关关工工作作所所需需本本振振功功率率电电平平的的高高低低分分类类:Level7、Level17、Level23,所所需需的的本本振振功功率率。

    点击阅读更多内容
    卖家[上传人]:txadgknqtxadgknquxa2
    资质:实名认证