低频小信号功率放大毕业论文好!
实用低频功率放大器设计 实用低频功率放大器的设计51--摘要本课题介绍制作具有小信号放大能力的低频功率放大器，主要介绍其基本原理、内容、技术线路等本系统是基于(IC)NE5532，(IC)LM1875设计而成的一种低频小信号功率放大器，由直流稳压电源，电压放大级电路，功率放大级电路，带阻滤波电路及数据采集显示模块五部分组成其主要功能是将10Hz----50KHz的低频小信号放大，当输出功率大于5W时波形无明显失真，并将系统的输出功率，直流电源的供给功率和整机效率实时地显示出来本设计具有低功耗，性价比高，稳定性好，应用广泛等优点关键词 ： 功率放大 集成块NE5532 集成块LM1875 集成块AD736 单片机AT89S52 AbstractThis task introduce how to make one of bass frequency power amplifier, which can blow up puny signal, and the amplifier’s basic principle, content and the technology.This bass frequency power amplifier is based upon the Integrated block NE5532 and the Integrated block LM1875. It contains five segments such as the voltage-stabilized source, the voltage_ blowup circuit, the power-blowup circuit, the BEF circuit, the data_ collection and data-disposal circuit and so on.This bass frequency power amplifier’s mostly function is blow up the bass frequency puny signal, which has from 50Hz to 50KHz channel. The wave has no evident distortion, when the output-power has overed 5W. This design require display the system’s output-power, the DC’s purvey power and the whole enginery ’s efficiency momentarily .This design has a large number of advantages, such as lowness power, the good capability and the right price, the upstanding stability, the far-ranging application and so on.Keywords: Power Blowup (IC) NE5532 (IC)LM1875 (IC)AD736 MCU AT89S52 目录摘要 IAbstract II目录 III前言 11、设计分析及技术指针 21.1设计分析 21.2设计技术指标 22.系统设计方案 32.1方案一 32.2方案二 43.方案设计 63.1低频小信号功率放大器电路的框图 63.2低频小信号功率放大器电路原理图 63.3电路内部各框图的工作原理 73.3.1 ±15V +5V稳压电源电路各框图的工作原理 73.3.2 波形变换电路模块的工作原理 83.3.3 前置运放电路模块的工作原理 93.3.4 功放电路模块的工作原理 93.3.5 滤波电路模块的工作原理 103.3.6 数据采集电路模块的工作原理 103.3.7 保护电路模块的工作原理 114.各单元电路的设计 134.1前置运放电路的设计 134.1.1方案一：采用运算放大器构成的前置放大电路 144.1.2方案二：采用专用前置放大器IC构成的前置放大电路 164.2 功率放大器电路设计 174.2.1采用分立元件构成的低频功率放大器电路 184.2.2采用集成功放构成的低频功率放大器电路 224.3 波形变换电路的设计 264.4 滤波电路的设计 284.5 数据采集中AC真有效值采集处理电路的设计 314.6 稳压电源电路的设计 344.6.1 220交流电源的变压电路的设计 344.6.2 整流电路的设计 354.6.3 滤波电路的设计 364.7 显示电路的设计 375.软件设计 406.测试结果分析 41结论 42致谢 43参考文献 44附件 45前言低频功率放大器不仅仅是消费产品（音响）中不可缺少的设备，还广泛应用于控制系统和测量系统中。
低频功率放大器是一个技术已经非常成熟的领域，几十年来，人们为之付出了不懈的努力，无论是从线路技术还是元器件方面，乃至思想认识上都取得了长足的进步尽管目前市场上功放的价格已经很低，但少则几百，多则几千元的价格还是让人有些不舍，本文给出一种简单实用，制作成本低廉的低频功率放大器的设计方案，并给出测试结果，给音响发烧友提供一种实用方案功率放大可以由分离组件组成，也可以由集成电路完成由分离元器件组成的功放，如果电路选择的好，参数设置恰当，组件性能优越，制作调试的好，则性能会高于较好的集成运放，但是从性价比方面，本文选择集成运放来制作因此本论文的设计，注重的是与实际相结合，有一定的实用性，是现代低频小信号放大器设计的一大发展趋势1、设计分析及技术指针1.1设计分析本设计的任务是设计并制作一个低频小信号功率放大器随着集成电路的发展，移动电话，数字媒体技术，平面电视，便挟式数字化产品对低频功放提出体积小，效率高等要求数字化D类功率放大器（工作在极快开关状态，产生很大的di/dt和du/dt，这些都是产生电磁干扰）成为了市场主流，但是，对于音频功率放大器电路的设计制作还是基于NE5532（IC）的甲乙类低功耗，高效率低频功率放大器为主流，同时采用甲乙类功率放大器电路设计也符合设计要求。
1.2设计技术指标（1）当输入正弦信号电压有效值为5mV时（本系统的正弦信号电压有效值范围5mV---700mV），在8Ω电阻负载（一端接地）上，输出功率≥5W，输出波形无明显失真；（2）通频带为10Hz～50kHz；（3）输出噪声电压有效值V0N≤5mV；（4）尽可能提高功率放大器的整机效率；（5）具有测量并显示低频功率放大器输出功率(正弦信号输入时)、直流电源的供给功率和整机效率的功能，测量精度优于5%；（6）设计一个带阻滤波器，阻带频率范围为40～60Hz在50Hz频率点输出功率衰减≥6db2.系统设计方案2.1方案一D类功率放大器：尽管通过改进的线性功率放大器的效率可以达到 70.2%，但是要想使不失真的效率超过75% 几乎是不可能的，更不用谈80% 以上的效率其根本原因是，输出级的晶体管需要吸收电源电压与输出电压之间的电压差值，因此，输出功率以外的剩余输入功率将全部消耗在输出级的晶体管中如果想达到80% 以上的效率，对于音频功率放大器而言，必须要改变放大器的线性工作状态，而采用开关模式，使输出级的晶体管仅仅工作在开关状态，即不是彻底导通就是彻底关断，不再工作在放大区D类音频功率放大器工作在开关状态，需要将输入的模拟信号转换成为脉冲信号，并用这个信号控制输出级开关管的导通与关断。
所获得的脉冲信号还需要还原成模拟信号，可以通过低通滤波器实现，从调制角度，可以认为将模拟信号转换成脉冲信号为调制同样将脉冲信号还原成模拟信号则可认为是解调这样，D类功率放大器就可以用调制、脉冲放大、解调3个环节来描述，其框图如 图2.1所示图2.1 D类音频功率放大器 如图2.1所示，图中的调制环节由三角波发生电路和脉冲宽度调制（PWM调制）电路构成2.2方案二 提高功率放大器效率的基本方法：影响功率放大器的主要因素：功率放大器输出级的最小工作电压（类似于现行稳压电路的输出调整管的最小输入/输出电压差）和B类功率放大器所固有的效率如果需要保持功率放大器工作在线性状态，提高功率放大器效率的主要方法是降低功率放大器输出级的最小工作电压随着MOS技术进入线性集成电路领域，以及全新的输出级的电路结构，使线性放大器输出电压幅度可以接近电源电压幅度，即满幅度输出放大器 (rail-to-rail)对于集成功率放大器而言，如果输出电压幅度可以达到电源电压幅度，则满功率的效率就可以接近纯B类放大器的效率，如TPA0152的满功率效率可以达到70.2%，相对50%更接近78.5%基本上达到了线性放大器的最优境界。
综合对比分析方案一和方案二：如果直接采用集成D类音频功率放大器就可以非常方便地实现实体的目标5V供电时8欧姆的满功率输出可以达到1W但是目前，D类音频功率放大器还不能够彻底取代线性音频功率放大器，其主要原因是由于输出级工作在极快的开关状态，产生很大的di/dt和du/dt，这些都是产生电磁干扰的主要原因之一；产生前列电磁干扰的另一个原因是D类饮品功率放大器的功率级引线的寄生电感和输出电感的电磁效应，功率级引线的“天线”效应将产生比较强烈的空间电磁场干扰所以本设计任然采用线性音频功率放大器电路，原理框图如图2.2所示 如图2.2所示，方案二同样经过前置和功率放大后接负载，不同的是采用真有效值测量芯片AD736效转换后，经过采样经过单片机 图2.2方案图驱动液晶显示器显示出来，实现输出电压的显示相比两个方案，方案一虽然电路简单，但测量值没有方案二精准，误差略大，经过分析比较，最后选取方案二3.方案设计 3.1低频小信号功率放大器电路的框图 框图由波形变换、前置放大、功率放大、滤波电路、稳压电源、数据采集处理、显示及保护电路等单元组成。
如图3.1所示 图3.1低频小信号功率放大器电路的框图3.2低频小信号功率放大器电路原理图见附图1、附图2：原件清单见附表1：3.3电路内部各框图的工作原理3.3.1 ±15V +5V稳压电源电路各框图的工作原理（1）220V交流电源变压该电路的设计是采用带有抽头的变压器，一般的电子设备所需的直流电压较之交流电网提供的220V电压相差较大，为了得到输出电压的合适范围，就需要将电网电压转换到合适的数值所以，电压变换部分的主要任务是将电网电压变为所需的交流电压，同时还可以起到直流电源与电网的隔离作用因此，就要通过变压器将220V的交流电源经过变压器降到大约十几伏左右的交流电源2）整流电路该电路的设计采用的是桥式整流电路，该电路的作用是将变换后的交流电压转换为单方向的脉动电压由于这种电压存在着很大的脉动成份（称为纹波），因此一般还不能直接用来给负载供电，否则，纹波的变化会严重影响负载电路的性能指标所以变压后的交流电源经过桥式整流电路整流后得到的是含有脉动的直流电源3）滤波电路该电路的设计采用RC滤波电路，该电路的作用是对整流部分输出的脉动直流电压进行滤波 ，使之成为含交变成份很小的直流电压源。
也就是说，滤波部分实际上是一个性能较好的低通滤波器，且其截止频率一定低于整流输出电压的基波频率使得输出的直流电源具有一定的稳定性，该电路的设计简单，脉动系数小等优点4）稳压电路该部分电路的设计采用的是串联型直流稳压电源电路,尽管经过整流滤波后电压接近于直流电压，但是其电压值的稳定性很差，它受温度、负载、电网电压波动等因素的影响很大，因此，还必须有稳压电路，以维持输出直流电压的基本稳定该电路的组成部分有采样电阻、放大电路、基准电压、调整管和保护电路采样电路由分压电阻和一个滑动变阻器组成，主要功能是把输出的变化量的一部分送入到放大电路的输入端而放大电路将来自取样电阻的电压的变化量经过放大送入调整电路，通过调整电路自身的调整，使得输出的电压保持不变从而也就使得该电路具有一定的自我调节能力,能够随着输入电压的波动自动调节输出电压VO,保持VO的稳定最后的保护电是接在调整电路和输出电压之间的主要是保护调整管的3.3.2 波形变换电路模块的工作原理图3.2脉冲波形参数定义描述脉冲波形的上升时间TR，下降时间TF, 顶部倾斜和波形过冲量 等参数的定义如图3.2所示，脉冲上升时间TR和下降时间TF 是以脉冲幅度的10%---90%的时间为测量点的。
由频谱特性可知，脉冲前后沿越陡峭，TR 和TF越小，则其频谱所占的带宽越宽如果要一个网络不失真的传输这个脉冲，它就必须有足够的带宽理论分析和实践证明，脉冲的TR 或TF与带宽BW的关系可以近似地表示为： TR *BW = 0.35～0.45式中，如果脉冲的过冲量较小（δ ≤5%），则TR *BW≈0.35；当过冲量较大（δ＞5%），TR *BW≈0.45 可定义为脉冲过冲幅值VS与脉冲幅值VM之差和VM的比的百分数,α= (VS-VM)/VM所以，α和BW有关，BW越大α越小为了尽可能的降低TR，TF 以及过冲量，必须选用频带足够宽的放大器来进行波形变换3.3.3 前置运放电路模块的工作原理 图3.3前置运放如图3.3所示，端子2的电压UB跟随端子3的电压UA（UB=UA）；由电压和电阻的比例关系可得: ;所以，输出电压UC为UB的10倍所以放大倍数：,但是运算放大器的输出电压最大可达到电源电压的70%左右3.3.4 功放电路模块的工作原理在实用电路中,往往要求放大电路的末级输出一定的功率以驱动负载。
从能量控制和转换的角度来看功率放大电路与其它的放大电路在本质上没有根本的区别，只是功放既不是单纯追求输出高电压，也不是单纯输出大电流，二是追求的电源电压确定的情况下，输出尽可能大的功率功率放大电路的主要任务：在允许的失真限度内，尽可能高效地向负载提供足够大的功率因此，功率放大电路的电路形式，工作状态，分析方法等都与小信号放大电路有所不同对于放大电路的基本要求是：(1) 输出功率要大输出功率，要获得大的输出功率，不仅要求输出的电压高，而且要求输出的电流大，因此，晶体管工作在大信号极限运行状态，应用时要考虑管子的极限参数，注意管子安全2) 效率要高放大信号的过程就是晶体管按照输入信号的变化规律，将直流电源提供的能量转换负载交流能量的过程，其转换效率为负载上获得的信号功率和电源供给的功率之比值3.3.5 滤波电路模块的工作原理由回转器构成的BEF:一种利用由回转器和电容器所产生的串联谐振电路回转器条件：； 电感 ； 3.3.6 数据采集电路模块的工作原理包含MCU，AC真有效值采集，AD转换 AC真有效值测量：在科学实验和生产实践中，会遇到大量的非正弦波。
可以采用真有效值转换技术，即不是通过平均折算而是直接将交流信号的有效值按比例转换为直流信号交流电压的真有效值采集是通过电路对输入交流电压进行“平方→求平均值→开平方”的运算而得到的 AD转换：逐次逼近式A/D转换器主要由逐次逼近式寄存器SAR、D/A转换器、比较器、基准电源、时序与逻辑控制电路等部分组成设定在SAR中的数字量经D/A转换器转换成跃增回馈电压Uf,SAR顺次逐位加码控制Uf的变化，Uf与等待转换的模拟信号Ui进行比较，大则弃，小则留，逐渐累积，逐次逼近，最终留在SAR寄存器中的数码作为数字量输出The voltage input to the ADC is expressed by the equation： VIN=Input voltage into the ADC Vfs=Full-scale voltageVZ=Zero voltage DX=Data point being measuredDMAX=Maximum data limit DMIN=Minimum data limit(1)这种A/D转换器对输入信号上叠加的噪声电压十分敏感，在实际应用中，通常需要对输入的模拟信号线进行滤波，然后才能输入A/D转换器中处理。
2)这种转换器在转换过程中，只能根据本次比较的结果，对该位数据进行修正，而对以前的各位数据不能变更所以，A/D转换器必须要配合采样/保持器使用3.3.7 保护电路模块的工作原理 图3.4保护电路如图3.4所示，开机时，电源接通，功率放大器加上电，但因继电器J1未吸合，功率放大器无输出这可以防止功率放大器在上电瞬间因电压建立不平衡而引起的开机冲击损坏负载和功放C14通过电阻R15充电，电容充电结束Q3截止，Q4导通，继电器吸合，功率放大器有输出若输出超载，即输出电压平均值超过保护设定值时，则D7导通Q2,Q3导通，Q4截止，继电器J1释放，同时C14通过Q2、R24放电当输出降低后，Q2截止，但C14通过R15和Q3发射结充电，Q3继续导通；当C14充电结束后，Q3截止，Q4导通，继电器J1吸合，装置重新输出C8是为了吸收个别尖峰脉冲起滤波作用，Rw3用于设定保护电压本电路可以有效地保护负载不过载，对功率放大器也有一定的保护作用4.各单元电路的设计简要说明： 低频小信号功率放大器系统框图见图3.1，原理图件附图1。
由低频功率放大器（前置放大器和功率放大器）、波形变换电路、直流稳压供电电路、保护电路、数据采集处理电路和显示电路等组成低频功率放大器用来提供5W以上的输出功率；波形变换电路将正弦信号电压转换成规定的方波信号电压；用来测试放大器的时域的特性指标；稳压电源为功放电路和波形变换电路提供稳定的直流电源；数据采集处理电路和显示电路为实时地显示功率放大器的转换效率由于系统要求输出额定功率不小于5W，考虑留出50%的裕量，故设计输出功率应在8W以上，同时输出负载8Ω，则负载上正弦波输出电压幅值为： Uo=11.3V≈11VUi的范围是5mV---700mV之间，所以系统的最大增益：AMAX =20lg〔11V/(5 mV)〕=66.8db≈68db系统的最小增益：AMIN =20lg〔11V/(700 mV)〕=23.9db≈24db整个放大电路的增益应在23.9db～66.8db范围内可调为了保证放大器的性能，单级放大器的增益不宜过高，通常在20db ～40db（放大倍数10 ～ 100倍）之间故整个放大器增益通过三级放大实现为方便增益可调，可使功放级（包括功率管和直接推动功率管的运放）增益固定，且必须小于AMIN，故增益取20db。
则前置级需要两级，其总增益应在4db ～ 48db之间可调4.1前置运放电路的设计目前有大量高性能的集成运放和专用的低频前置放大器集成电路，其开环增益都在100db 左右，能提供足够的增益前置放大级主要完成小信号电压放大的任务，其失真度和噪声对系统的影响是优先考虑的指标4.1.1方案一：采用运算放大器构成的前置放大电路设计前置放大级时可供选用的集成运算放大器很多，如National Semiconductor 公司的LF347、LF353、LF357，Precision Monolithics 公司的OP16、OP37,Signetics公司的NE5532、NE5534等主要考虑的技术指标是带宽、电压增益、转换速率、噪声和电流消耗等为了提高前置放大器电路的输入阻抗和共模抑制性能，减少输出噪声，采用集成运算放大器构成前置放大器电路时，必须采用同相放大电路构成如图4.1所示 图4. 1 采用同相放大电路构成前置放大器电路为了尽可能保证不失真的放大，图4.1中采用两级运算放大器电路A1和A2，每级放大器的增益取决于R1、R2和R3、R4，即 由上述分析可知，低频功率放大器的总增益为68db，两级前置放大器的增益安排在50db左右比较合适，每级增益在25db左右，以保证充分发挥每级的线性放大性能并满足带宽要求，从而保证不失真，即达到高保真放大质量。
图4.1中C1、C2分别为隔直流电容，是为了满足各级直流反馈稳定直流工作点而加的但对于交流反馈，C1、C2必须呈现短路状态，即要求C1、C2的容抗远小于R1、R3的阻值C3、C4为耦合电容，为了保证低频响应，要求其容抗远小于放大器的输入电阻R5、R6为各级运放输入端的平衡电阻，通常R5=R2,R6=R4前置放大采用集成运放NE5532,同众多的运放相比，它具有高精度、低噪声、高阻抗、频带宽等优良性能，具体指标参数为：转换速率 9V/us，增益带宽10MHz，直流增益为50000倍，最高工作电压为±22V，这种运放的高速转换性能可大大改善电路的瞬态性能，较宽的带宽能保证信号在低、中、高频段均能不失真地输出，是电路的整体指针大大提高如图4.2所示，一个采用两级NE5532(IC)构成的前置放大电路，各级均采用固定增益加输出衰减组成，要求当各级输出不衰减，输入Ui.p-p = 5mV时，输出Uo.p-p≥2.53V Av = 20lg2.53V/5mV =54.5db对于第一级放大器，要求信号在最强时，输出不失真，即在Ui.p-p = 700mV时，输出Uo≤11V（低于电源电压1V）。
所以 = 11/0.7 =15.7 ≈ 15当输入信号最小，即Ui.p-p = 10mV而输出不衰减时 Uo1.p-p = 15 X 10 = 150mV 第二级放大要求输出Uo2.p-p≥2.53V,考虑到元件误差的影响，取Uo2.p-p = 3V，而输入信号最小为150 mV，则第二级放大倍数为 = 3/0.15 = 20取A2 = 22因此，取R6 =1K,R7 =15K, R17 =22K,R18 =1K 图4.2采用两级NE5532(IC)构成的前置放大4.1.2方案二：采用专用前置放大器IC构成的前置放大电路目前有很多性能优越的专用低频前置放大器(IC)，如日本夏普公司的IR3R18、IR3R16，工作电压分别是13.2V和8V单电源，闭环增益均为45db，频带BW =30Hz ～ 20KHz，在输出峰值UOM = 1.5V时失真系数 γ ≤ 1%；NEC公司的upc1228H，Vcc =10V,闭环增益为40db， BW =30Hz ～ 20KHz, UOM = 2V时，失真系数γ ≤ 1%；富士通公司的MB3105，Vcc =13.2V，闭环增益为42db， BW =30Hz ～ 20KHz，UOM = 2V时，失真系数γ ≤ 1%；对于MB3106，Vcc =6V，闭环增益为42db，BW =30Hz ～ 20KHz, UOM = 1.6V时，失真系数γ ≤ 1%。
uPC1228H片内具有双前置放大器，采用8引脚单列直插封装 图4.3 单级uPC1228H前置放大器电路 在本设计中，前置放大器所需要提供的闭环增益为40db以上，采用图4.3所示单级uPC1228H前置放大器电路，其电压增益为 AVC = 1 + 39 X 1000/330 =41.5db专用前置集成放大级的优点是外围元件少，安装方便，无需调整，与专用集成低频功放电路配合进行设计，器件优越性更突出综合上面方案一和方案二，从性价比方面比较选择方案一，不一定要用专用的前置放大器uPC1228H,而且集成芯片NE5532同众多的运放相比，它具有高精度、低噪声、高阻抗、频带宽等优良性能(转换速率 9V/us，增益带宽10MHz，直流增益为50000倍，最高工作电压为±22V），这种运放的高速转换性能可大大改善电路的瞬态性能，较宽的带宽能保证信号在低、中、高频段均能不失真地输出完成前置放大器电路是很理想的4.2 功率放大器电路设计简要说明：1、功率放大器的输出功率：功率放大电路的任务是推动负载，因此，功率放大电路的重要指标是输出功率而不是电压放大倍数;2、功率放大级电路的非线性失真：功率放大电路工作在大信号时，非线性失真不是必须考虑的问题。
因此，功率放大电路不能用小信号的等效电路进行分析，而只能用图解法进行分析；3、功率放大电路的效率：效率的定义为：输出信号功率与直流电源供给功率之比功率放大电路的实质就是能量转换电路，因此它存在着转换效率甲类功率放大电路，在信号全范围内均导通，非线性失真小，但输出功率和效率低，因此低频功率放大电路中主要用乙类或甲乙类功率放大电路设计要求放大器的带宽BW ≥10Hz ～50KHz，为了满足10Hz的低频响应，要求各级的输入耦合电容和输出耦合电容必须足够大，特别是耦合到负载RL =8Ω的电容CL，根据1/wCL ﹤﹤RL，可以得到CL >> 1/wRL =1/2π X 10 X 8 = 1989.44uF为了满足耦合要求，CL 应大于1/wRL 值的50倍，即必须选用 CL =50 X 1989.44 =99471.84 uf 实际设计无法选用如此大数值的电容，所以功放输出级智能采用无输出耦合电容CL 的OCL (output capacitorless)电路形式OCL 电路形式需要采用对称式电源供电设计要求的非线性失真系数(γ ≤ 3% )和效率(η≥ 55%) 两个指标是相互关联。
若要求非线性失真小，则末级功放就必须工作在甲乙类，这时候效率必然降低因此，设计时两者必须相互兼顾4.2.1采用分立元件构成的低频功率放大器电路(1)采用分立元件构成的OCL低频功率放大器电路 分立元件构成的低频功率放大器电路课分为输入级、功率激励级和OCL输出级三部分如图4.4所示为了确保电路的低频响应采用直接耦合形式，同时为了使电路工作稳定，输入级采用双管差分放大器电路中各级的直流工作点分别采用三个可调电阻Rw1、Rw2、Rw3进行调整为提高整个功放电路的直流稳定性，电路中采用了R10、C3、R7组成的反馈网络，使输出至输入级的差放管Q2基极实现直流负反馈采用了互补复合管推挽输出电路来提高线性放大及降低波形失真图中的Q4、Q6复合成NPN型功率管，Q5、Q7复合成PNP型功率管，从而形成全互补推挽输出为了简化结构，差分输入级没有采用镜像电流源作负载和偏置，而是直接采用2.2K的电阻作负载，R2（12K）和Rw2(2.2K)作射级共模电阻，偏置采用基极电压偏置 (用Rw1调整偏置电压)电路中还取消了自举电容，以保证电路的稳定和瞬态响应图中Q3的集基极间的电容C2和并在R10上的C3均为高频防振电容，数值均为10uF。
电路中7只三极管的参数分别要求：Q1、Q2的β≥ 200，fT ＞100MHz，并希望参数对称；Q3的 β≥ 100，fT ＞ 100MHz；Q4、Q5的β≥ 80，fT ＞ 100MHz；要求Q4为NPN管而Q5为PNP管；Q6为NPN型大功率管，要求其β≥ 20PCM ≥ 2.5W，fT ＞ 5.0MHz；Q7为NPN型大功率管，要求其 β ≥ 20，PCM ≥ 2.5W，fT ＞ 5.0MHz末级推挽输出电路工作在甲乙类状态，这既保证了线性不失真放大，又可使效率达到指标为保证甲乙类工作的温度稳定性，电路中增加了D2、D3、D4温度补偿二极管和串在功率管射极的反馈电阻R11～R14R13 和R14串在大功率管Q6、Q7的发射极，为减少功耗，这两只电阻应小于0.5欧姆输出端的喇叭阻抗RL =8欧姆，并联的C4(0.22uF)和R15(10)事喇叭的均衡网络，用来抵消喇叭的感抗 图4.4 分立元件构成的OCL低频功率放大器电路(2)采用分立元件构成的DC(direct coupled,直接耦合)低频功率放大器电路DC低频功率放大器电路是一种全直流化的OCL电路，输入电路采用互补平衡差分放大电路形式，输出还采用OCL结构，电路的如 图4.5所示。
互补差放平衡激励是DC低功放电路的关键技术互补差放由4个三极管组成，如图4.5中Q1～Q4所示这4个三极管的参数应严格对称，则各管的基极电流为Ib1=Ib2，Ib3=Ib4显然，基极电阻R1和R6中无直流基极电流流过，因此消除了基极回路电流变化对输出地影响，同时对输入信号中的共模分量也有良好的平衡抑制作用，提高了共模抑制比，对稳定中点电位有好处 图4.5 DC低频功率放大器电路 由于互补差放电路平衡，因此可以输出幅度相等、相位相反的激励信号给Q5和Q6当输入信号处于正版周期时（0～π），互补差放电路Q1、Q3工作，Q2、Q4截止正半周期心海差分放大后，由Q1集极输出因为是反向放大，故Q1输出为负的0～π半周期信号Q5导通放大，Q6作为Q5的恒流负载，Q5输出0～π半周期信号（又是反向放大），去激励Q7、Q9 OCL(非)电路输入信号负半周时（π ～2π ），Q2、Q4工作，Q2反相输出正半周的π ～2π 信号，Q6放大输出π ～2π 负半周信号区激励Q8、Q10 OCL电路，这时Q5作为Q6的有源恒流负载由于平衡输出，且Q5、Q6交替互为恒流负载，因此这种方法增益高，失真小，使OCL输出级获得足够的激励，故输出功率大，效率高。
图4.5 DC低频功率放大器电路可实现如下指标：最大输出功率PO.MAX≥20W闭环增益为26db,电压频率响应范围 BW =0 ～1.2MHz(1V,-1db),失真系数 γ ≤0.1%3)采用MOSFET构成的低频功率放大器电路 MOSFET 功率管具有激励功率小，输出功率大，输出漏极电流具有负温度系数，安全可靠，无须加保护措施，而且还具有工作频率高、偏置简单等优点，因此，采用MOSFET 功率设计功放电路既简单又方便采用NE5534(NE5532中的一个运放)和大功率MOSFET 功率对管TN9NP10组成的低频功率放大器电路如图4.6所示图中NE5534担任电压驱动激励级，大功率MOSFET 配对管模块TN9NP10 担任OCL功率放大调整Rw可使TN9NP10 的静态电流在15～ 20mA 左右，即为正常工作状态 图4.6采用运放和大功率MOSFET构成的低频功率放大器电路图中所示的MOSFET功率管OCL低频功率放大器电路可实现指标为：最大输出功率 PO.MAX ≥25W,频率响应范围BW =20Hz ～200KHz，失真系数γ≤ 0.2%，效率η＞65%。
图4.7 NE5534的封装 图4.8 NE5534的应用电路 集成运算放大器NE5534 是一款低噪声优质运放，其转换速率SR高达14V/us，输出阻抗低至0.5欧姆，功率带宽达200KHz，功耗达800mW，其引脚端封装形式和应用电路如图4.7和图4.8所示采用NE5534作OCL低频功率放大器电路的电压驱动级，是非常合适的4.2.2采用集成功放构成的低频功率放大器电路(1)采用集成功放uPC1188H构成的低频功率放大电路 图4.9 uPC1188H 构成的低频功率放大器电路如图4.9所示，采用uPC1188H 构成的低频功率放大器电路uPC1188H 的技术参数如下：Vc =±22V，RI =200欧姆，RL =8，闭环增益GV =40dbPOR =18W，BW =20Hz～20KHz，失真系数γ≤1%； POR =10W,BW =20Hz～20KHz，失真系数γ≤0.3%；当Vcc适当取值为±15V左右时，POR 降至≥10W，BW和失真系数γ将变好。
片内具有保护电路和静噪控制电路，采用单列10引脚直插式塑封电路中R1、R2是决定闭环增益Gv的反馈网络，调节R1或R2（调节R2较合适）可以调节Gv，从而可以调节输出功率2)采用集成功放HA1397构成低频功率放大器电路 图4.10 HA1397(IC)构成的低频功率放大器电路采用集成功放HA1397构成的低频功率放大器电路如图4.10所示，HA1397的技术参数如下：Vcc =±22V，RI =600欧姆，RL =8，闭环增益GV =38db，POR =20W，BW =5Hz ～120KHz，失真系数γ≤0.7% 片内具有完善的保护电路和静噪声控制电路，采用12引脚单列直插塑封（付散热片）形式3) 采用集成功放LM1875构成低频功率放大器电路采用集成功放LM1875 构成的低频功率放大器电路如图4.11所示LM1875是一个输出功率最大可达到30W的音频功率放大器，AVO为 90db,失真率为0.015%(1KHz，20W)，带宽为70KHz，具有AC和DC短路保护电路和热保护电路，电源电压范围：16～60V，94db 的纹波抑制，采用TO-220封装。
图4.11 L1875 构成的低频功率放大器电路 在图4.11电路中，R3、R4组成反馈网络；C2为直流负反馈电容；R2为输入接地电阻，防止输入开路时引入感应噪声；C1为信号耦合电容，R5和C5组成输出退耦电路，防止功放产生高频自激；C3、C4、C6、C7是电源退耦电容；电源电压采用±15V LM1875 开环增益为26db，即放大倍数 A =20因为要求输出到负载8欧姆电阻上的功率 P0＞ 5W，而还应留出大于50%的裕量，则P0不小于 8W直接将P0取值为 10W = ∴ UOM = 12.56 V，再加上功率管管压降2 V左右，∴ U = UOM + 2 = 14.56 V 取电源电压为±15V ∴ ICM = 1.581 A ∴ PV = 15.1 W所以效率的计算为 η = ( P0/PV) * 100% = 66.2%输出最大不失真电压UOM = 12.56 V,故 UO.P-P = 12.56 X 2 = 25.3V功放增益取 AF = 10,则输入信号 = 25.3/10 = 2.53 V综合以上分析：采用分立元件构成OCL低频功率放大电路时，电路工作稳定性不是很好，非线性失真和波形失真控制不是很理想；采用集成运算放大器结合MOSFET构成低频功率放大器电路时，对元器件的性能要求高，电路选择要好，制作的机械误差要小；所以从元器件的实际值和标识值有误差，从电路板设计、制作的机械误差，性价比等方面比较，本设计采用集成芯片LM1875制作功率放大器电路。
4.3 波形变换电路的设计简要说明：由频谱特性可知，脉冲前后沿越陡峭，TR 和TF越 小，则其频谱所占的带宽越宽如果要一个网络不失真的传输这个脉冲，它就必须有足够的带宽同时，脉冲波形的顶部斜降δ 和波形的低频特性有关，可以用下式表示： tP :脉冲宽度，通常用0.5 VM 处的脉冲时间表示 fL ：系统的低频下限频率一般的集成运放的fL 可以做到直流，所以采用集成运放构成波形变换电路，脉冲波形的顶部斜降会很小1)方案一：利用运放的正反馈作用,使转换部分的波形上升沿和下降沿都变得很陡,利用稳压管将电压稳定在6. 2 V 左右,然后利用电阻分压得到要求的正负对称的峰-峰值为200 mV 的方波信号.运放仍然选用NE5532， 如图4.12所示 图4.12波形变换电路(2)方案二 ：波形变换电路可以采用施密特触发器电路，即电压比较器结构，如图4.13示 图4.13波形变换电路图4.13中集成运算放大器可采用转换速率 SR ＞ 10V/us,增益带宽积 GBW ＞ 10MHz的运放芯片，如LF357、OP-16、NE5534等。
电路接成迟滞电压比较器结构，为保证输出方波幅度稳定输出使用2只稳压二极管D1、D2，稳定电压值VZ = ±3VR4为稳压二极管的限流电阻，把流过D1、D2的电流限定在6mA 左右C1、C2为脉冲加速电容，它可以进一步减少方波脉冲的上升时间和下降时间假设迟滞比较器的迟滞宽度 △V = 0.7V，则R3可用下式来确定 R3 = ( 2VZ/△V -1)R2 ∴ R3 = 75.71K 取R3 = 75K本设计采用LF357集成运放，则输出方波的上升时间和下降时间可做到小于0.5us调节Rw，输出幅值可以调节到200mV ,满足设计的指标要求4.4 滤波电路的设计 本系统要求设计一个f0 = 50Hz,BW = 40Hz ～60Hz的BEF （凹型滤波器）BEF 用于消减噪声等单一频率在正反馈中，既有采用无源BEF 方式，也有采用回转器方式的1) 方案一：正反馈方式（双T）C = 0.02Uf C3 = 0.04uF R = 1/(2piCf0) ≈150K R3 = 79.5K 图4.14 双T网络如果将双T网络连接成如图4.14所示，则电路的Q值很低。
要想得到较大的Q值，可将双T网络和电压跟随器按自举扩展 （正反馈）方式连接在一起，如图4.15所示 图4.15 自举连接Q值需要改变时（可改变Q凹型滤波器），可采用图4.16所示电路图中VR 为运算放大器的负载，因而不能取得太小，一般为10K左右 图4.16可变Q BEF(2)方案二：由回转器构成的 BEF这是一种利用由回转器和电容所产生的串联谐振电路回转器条件：R0 >> 1/(wC0);电感 Le=R0RsC0; Q=wLe/Rs=wR0C0; R1 = R2 = R R3 = R/2 Rs = R0, R1/R2 = R3/(2Rs)Cm * Cm = C0 * Cp f0 = 1/(2π * Cm * Rm) Rm * Rm = R0 * Rs这里假定C0 = 1uF R1 = R2 = 200K,R3 = 100K,R0 = RS = 50K,f0 = 50Hz如果Cp = 4050pF ,则Q = wR0C0 Q * Q = (C0/Cp) * (R0/Rs) ∴ Q ≈ 15.7实际电路及频率特性分别如图4.17 和图4.18所示。
图4.17 回转器构成的BEF 图4.18 BEF的频率特性(3)方案三：由运算放大器构成的 LPF和由运算放大器构成的HPF叠加而组成一个BEF综合上面的分析，本设计要求f0 = 50Hz,BW = 40Hz ～60Hz的窄带范围所以由LPF和 HPF组合成BEF几乎不可用，本设计选择方案二，由回转器构成的BEF4.5 数据采集中AC真有效值采集处理电路的设计简要说明：在科学实际和生产实践中，会遇到大量的非正弦波传统测量仪表采用的是平均值转换法来对其进行测量，但这种方法存在着较大的理论误差为了实现对交流信号电压有效值的精密测量，并使之不受被测波形的限制，可以采用真有效值转换技术，即不通过平均折算而是直接将交流信号的有效值按比例转换为直流信号为了适应现代电子测量的需要，目前测量交流电压真有效值（RMS）的技术得到了迅速的发展交流电压的真有效值是通过电路对输入交流电压进行“平方→求平均值→开平方”的运算而得到的其最大优点是能够精确测量各种电压波形的有效值，而不必考虑被测波形的参数以及失真随着集成电路的迅速发展，近年来出现了各种真有效值 AC/DC转换器 ，美国AD公司的AD736是其中非常典型的一种。
AD736是经过激光修正的单片精密真有效值AC/DC转换器其主要特点是准确度高、灵敏性好（满量程为200mVRMS）、测量速率快、频率特性好（工作频率范围可达0～460kHz）、输入阻抗高、输出阻抗低、电源范围宽且功耗低最大的电源工作电流为200μA.用它来测量正弦波电压的综合误差不超过±3%AD736 采用双列直插式8脚封装，其管脚排列如图4.19所示各管脚的功能如下： 图4 图4.19AD736 采用双列直插式8脚封装+Vs： 正电源端，电压范围为2.8～16.5V； -Vs： 负电源端，电压范围为-3.2～-16.5V； Cc： 低阻抗输入端，用于外接低阻抗的输入电压（≤200mV），通常被测电压需经耦合电容Cc与此端相连，通常Cc的取值范围为10～20μF.当此端作为输入端时，第2脚VIN应接到COM； VIN： 高阻抗输入端，适合于接高阻抗输入电压，一般以分压器作为输入级，分压器的总输入电阻可选10MΩ，以减少对被测电压的分流该端有两种工作方式可选择：第一种为输出AC+DC方式该方式将1脚（Cc）与8脚（COM）短接，其输出电压为效流真有效值与直流分量之和；第二种方式为AC方式。
该方式是将1脚经隔直电容Cc接至8脚，这种方式的输出电压为真有效值，它不包含直流分量COM： 公共端；Vo：输出端；CF：输出端滤波电容，一般取10μF； CAV： 平均电容它是AD736的关键外围元件，用于进行平均值运算其大小将直接响应到有效值的测量精度，尤其在低频时更为重要多数情况下可选33μF. (1) AD736的典型应用电路一：如图4.20所示 图4.20 双电源供电时的典型应用电路图4.20为双电源供电时的典型应用电路，该电路中的+Vs与COM（GND）、-Vs与COM（GND）之间均应并联一只0.1μF的电容以便滤掉该电路中的高频干扰Cc起隔直作用若按图中虚线方向将1脚与8脚短接而使Cc失效，则所选择的就是AC+DC方式；去掉短路线，即为AC方式R为限流电阻，D1、D2为双向限幅二极管，超过压保护作用，可选IN4148高速开关二极管 (2)AD736的典型应用电路二：如图4.21所示 图4.21 9V电池的供电电路图4.21为采用9V电池的供电电路R1、R2为均衡电阻，通过它们可使VCOM=E/2=4.5V.C1、C2为电源滤波电容。
上述图4.20和 图4.21电路均为高阻抗输入方式，适合于接高阻抗的分压器 本设计采用AD736的应用电路一AC方式，该方式是将1脚经隔直电容Cc接至8脚，这种方式的输出电压为真有效值，它不包含直流分量，制作完成AC的真有效值测量4.6 稳压电源电路的设计 4.6.1 220交流电源的变压电路的设计（1）工作原理：该部分电路的设计主要是利用带有抽头的电源电压变压器将220V的交流电源通过变压到正负U2左右的交流电源，因此输入U1=220V，输出U2（输出电压的值是从后级往前级推算得出，具体计算将在后面章节计算论证）输出脚2是中间接地线，输出脚2和3分别接桥式整流电路的1和3脚 （2）电路原理图，如图4.22所示：图4.22 220交流电源的压降电路原理图 (3) 变压器线圈的确定:由附件1的电路原理图可以知道:设计指针要求输出的最大电压VO等于15V电路的的误差裕量V，因此在滤波电路的输出端口的电压就应该是：VO+V=20V，又根据滤波电路输出与输入电压的关系和整流电路的输出电压与输入电压的关系（滤波电路的输出电压是输入电压的1.2倍，整流电路的输出电压是输入电压的0.9倍）因此，经过计算可以得到线圈的次级电压为正负18V。
则有， U1/U2=220V/18V=110/9 其中，U1 U2都是交流电源电压的有效值因此，变压器的主副线圈的比值都应该是：110:9 4.6.2 整流电路的设计（1）工作原理：该部分电路采用桥式整流电路，主要是利用具有单向导通性能的整流组件，将正负交替的正弦交流电压整流成为单向的脉动电压将来自变压器输出埠的正负18V左右的交流电源整流为正负VO左右的直流电源假设整流电路的输出直流电压VO（。
