同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是 朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也 就成为电源功率损耗的重要因素而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是 低电压、大电流应用的首选其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输 出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如 在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖 特基二极管整流方式就变得不太可能了为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块 的一种必然手段同步整流技术大体上可以分为自驱动(selfdriven)和他驱动 (controldriven)两种方式本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻(低 至2.8mQ/25°C )的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开 关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而 使整个电源的效率也高达90%以上1SRM4010同步整流模块功能简介SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连， 可提供40A的输出电流，输出电压范围在1s5V之间。

它能够在200s400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%如果需要更大的电流，还可以直接 并联使用，使设计变得非常简单SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装 置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性SRM4010引脚功能及应用方式一览表引脚号引脚名称引脚功能应用方式1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间9SPD振铃鉴别端区分CatchMOSFET导通和振铃2SRM4010同步整流模块的应用实例及其工作原理分析SRM4010模块仅和C2、C3两只电容就完成了同步整流功能，其工作原理如 下：在初级开关管(V3)导通期间，模块中的CatchMOSFET截止，电流从变压器次 级正端流经输出电感、输出电容和负载，在经ForwardMOSFET回到变压器次级负 端；当初级开关管截止时，变压器中电流回零，模块的1脚因输出电感的电流因 素也下降到0V，在这种情况下，电流流经CatchMOSFET的体二极管，随即Catc hMOSFET导通以减小电压降，体二极管的导通时间要特别短。

因为电源工作频率 200kHz(工作频率的选择见下文3.1)，开关周期为5000ns，所以本例中取50ns， 这一导通时间仅占开关周期的1%，因此开关损耗就很低另外，因变压器的磁 化电流使模块的2脚电压变为正电压，这样就达到了变压器的磁复位，保持变压 器线圈中的伏秒平衡因为变压器中不能维持直流电压，变压器的开和关的面积要相等变压器复 位后，电压实际上就转化为ForwardMOSFET体二极管上的轻度电压偏差这个电 压的幅值约为-0.5V，尽管有这个电压存在，因为在这个过程中几乎没有电流流 过，也就没有什么功率损耗当初级开关管导通时，内部控制电路在电压上升之 前一点关闭CatchMOSFET，并且打开ForwardMOSFETo这样既减少了开关损耗， 又避免了交叉导通问题反之，当初级开关管截止时，内部控制电路在CatchMO SFET导通之前关闭ForwardMOSFET，随即打开CatchMOSFET，同样避免了交叉导 通问题C2是用来设置Catch同步整流管的预测时间，它决定了漏极电压上升和栅 极电压上升之间的时间，它的典型值是0 s47pF增大电容值，就会增加预测延 迟时间，只要在变换脉冲增加时不产生振铃现象，这一时间应尽可能的短。

实验 证明当电容值取39pF时，会产生轻微的振铃现象，所以取标称电容值47pF，即 使在电源启动时也不会产生振铃现象，在电源正常工作时还可以大大提高电源效C3的设置是为了使电源轻载工作时变压器可以达到磁复位为了达到复位，当C atchMOSFET的栅极导通时，ForwardMOSFET驱动电路内置了一个使其截止的时 间，电容越大截止时间越长最恰当的时间是刚好使变压器能够达到磁复位时 间太长就会降低ForwardMOSFET的带载能力，而时间太短又会引起变压器轻载时 的磁复位问题本例中，REGout引脚为控制电路中的光电耦合器提供5V电压偏置，也大大 简化了电源的控制电路3关键电路参数设计实例(举例电路参数：UI 为 176〜264VAC,f=200kHz,D=0.5,UO=3.3V,IO=30A,纹波 ^1%)3.1确定电源工作频率众所周知，提高电源开关频率，可以相应减小电源体积，但同时开关损耗也 急剧增加，工作频率(f)和开关损耗(PLOSS)的关系大致为：PLOSS^fl.2即开关损耗和和开关频率的1.2次方成正比，本例中为了提高电源效率，选 择整流模块SRM4010的频率下限200kHz，这样可以降低电源的开关损耗。

3.2变压器磁芯的选择AP=AeXAc==^0.29式中：PO一输出功率；n一要达到的电源效率；Bm一最大磁通密度；j一电流密度；Kc一绕线占空系数；Km一电路模式修正系数按使用60%的余量计算，需要磁芯功率容量为0.48查磁芯规格表，最接近 的PQ2620的功率容量为0.54，刚好满足设计需要，并有一定的设计余量3.3变压器的各电参数设计a. 计算初级绕组的电感量LPLP===X103mH^0.88mH式中：Emax一最大输入直流电压；T一开关周期；D-占空系数b. 计算变压器初级绕组匝数NPNP==^39.2式中：Br—剩余磁通密度；Ae—磁芯有效截面积取初级匝数约为40匝c. 计算变压器次级绕组匝数NSNS=s0.86式中：Emin一最小输入直流电压；UO—输出电压；UF—设定同步整流电压降；UL一滤波电感电压降；k一设计余量修正系数取次级匝数约为1匝，并采用铜箔绕制，这样既满足了大电流输出，又解决 了趋肤效应问题3.4计算SRM4010上的最大电流ID和最大反压VDRID===AF5A式中：tOFF一截止时间；LS一次级电感量UDRN=Vq12.1V本例中SRM4010的电压电流参数为(40A/20V),按60%降额也完全符合设计要求。

3.5计算SRM4010上的功耗及效率a. 计算导通损耗Pd因为SRM4010管壳的最高温度限制为80°C，按管芯温度高于管壳温度20°C 计算，那么SRM4010此时的导通电阻Rd为：Rd二Rt0(1+kt)(t-tO)=2.8X(1+O.O12)(1OO-25)^0.00685式中：Rt0—25C时的导通电阻;kt一导通电阻的温度系数;t一温度Pd=ID2Rd=152X0.00685We1.542Wb. 计算开关损耗PfPf二CossU2fX4=X9.5X10-9X12.12X200X103X4We0.556W式中：Coss—SRM4010中MOSFET的源漏极间电容；U—SRM4010中MOSFET的源漏极间开启电压c. 计算SRM4010效率n d==^97.88%由此可见，本例的同步整流效率是相当高的，即使考虑由于引线阻抗、引线 感抗以及模块内控制电路功耗等因素的影响，效率是也是很高的从下面的实验 结果也可以说明这一点4实验结果通过用LeCroy公司生产的电源专用示波器测试，得到本电源设计的主要试 验结果如下：PO=99.7WUP-P^0.89%SV^±0.94%SI^±1.42%电源效率＞92.1%同步整流效率＞96.3%5.结束语根据上述理论，成功设计了一种高效率同步整流开关电源。

不仅证明了设计方法的 正确，而且整个电路设计简洁，电源的效率也得到很大提高。